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准谐振和谐振转换-两种提高电源效率的技术
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准谐振和谐振转换-两种提高电源效率的技术
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管理员
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电源技术
2014-4-3 12:56:08
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全球对能源成本上涨、环保和能源可持续性的关注正在推动欧盟、美国加州等地的相关机构相继推出降低
电子
设备能耗的规范。交流输入
电源
,不论是独立式的还是集成在
电子设备
中的,都会造成一定的能源浪费。首先,电源的效率不可能是
100
% 的,部分能量在电源大负载工作时被浪费掉。其次,当负载未被使用时,连接交流线的电源会以待机功耗的形式消耗能量。
近年来,对电源效率等级的要求日趋严格。最近,80% 以上的效率已成为了基本标准。新倡议的能效标准更是要求效率达到87%及以上。此外,只在满负载下测量效率的老办法已被淘汰。目前的新标准涉及了额定负载的25%、50%、75% 和 100% 这四个点的四点平均水平。同样地,最大允许待机功耗也越来越受到限制,欧盟提议所有设备的待机功耗均应低于500mW,对于我们将讨论的电视机,则小于
200
mW。
除专家级的高效率电源设计领域之外,电子设备中所用的
功率
范围从1W 到 500W的交流输入电源 ,一直以来主要采用两种拓扑:标准 (或硬
开关
)
反激
式 (flyback) 拓扑,和双开关
正激
拓扑。这两种拓扑都很易于理解,而它们存在的问题,以及如何予以避免,业界都已有充分的认识。
不过,随着对效率的要求不断提高,这两种拓扑将逐渐为三种新的拓扑所取代:准谐振反激式拓扑、LLC谐振转换器拓扑和不对称
半桥
拓扑。准谐振反激式拓扑已被成功用于最
低功率
级到200W以上的范围。在70W-100W范围,LLC谐振转换器比准谐振反激式拓扑更有效。而在这两个功率级之上,不对称半桥转换器也很有效。
工作原理
准谐振和谐振拓扑都能够降低
电路
中的导通开关损耗。图1对比了连续传导模式 (CCM) 反激式、准谐振反激式和 LLC 谐振转换器的导通开关波形。
所有情况下的开关损耗都由下式表示:
这里,PTurnOnLoss 为开关损耗;ID 为 漏极
电流
;
VDS
是开关上的
电压
;COSSeff 是等效输出
电容
值(包括杂散电容效应);
tON
是导通时间,而fSW 是开关频率。
a) CCM反激式转换器 b) 准谐振反激式转换器 c)LLC谐振转换器
图1 CCM反激式、准谐振反激式和LLC谐振转换器的开关波形比较
CCM反激式转换器的开关损耗最高。对于输入电压范围很宽的设计,VDS 在500V – 600V左右,是输入电压VDC 与
反射
输出电压 VRO 之和。进入不连续传导模式 (
DCM
) 时,漏电流降为零,开关损耗的第一项也随之降为零。在准谐振转换器中,若在电压波形的第一个 (或后一个) 波谷时导通,可进一步降低损耗。图中虚线所示为准谐振转换器在第一个谷底导通时的漏极波形。
如果准谐振反激式转换器的匝数比为 20,输出电压为5V,则 VRO 等于 100V,因此对于 375V 的总线电压,开关将在 275V 时导通。若有效输出电容 COSSeff 为73 pF,开关频率 fSW 为 66 kHz,则损耗为0.18W:
对于标准CCM反激式转换器,开关与漏极电压振铃不同步。在最坏的情况下,漏极电压大于VDC
那么损耗将为0.54W。故对于非连续模式反激式转换器,功耗在0.18W 和 0.54W之间波动,具体取决于时序。影响时序的因素有输入电压和输出电流,两者的优化组合可提高效率,反之会降低效率。对非连续模式反激式转换器,这常表现为满负载效率曲线的异常变化。这时,输入电压改变而输出电流 (及电压) 恒定。效率曲线随开关点前移而显示出波动。初级端
电感
的批次差异也会显示出变化,从而改变效率。
谐振转换器采用了一种不同的技术来降低开关损耗。让我们回头再看看导通损耗公式,由式中可见,如果VDS设为零,就根本没有损耗,这个原理被称为零电压开关 (ZVS),用于谐振转换器,尤其是LLC谐振转换器,如图1所示。
通过让电流反向流经开关,可实现零电压开关。当开关电流反向时,体 (body) (或外部反向
并联
)
二极管
把电压钳位在一个低值,例如1V,这远低于前面提到的反激式转换器的
400
V。
谐振转换器利用一个谐振电路来产生延时。两个
MOSFET
产生方波,并加载在谐振电路上。通过选择合适的谐振电路,并把工作点设置在谐振点之上,流入谐振电路的电流可以非常接近正弦波,因为高阶分量一般都大为衰减。正弦电流波形滞后于电压波形,因而当电压波形达到其过零点时,电流仍为负,从而实现零电压开关。
结构
图2所示分别为准谐振转换器的
电路
示意图及LLC谐振转换器的
模块
示意图。准谐振转换器的电路示意图看起来非常类似于
反激
式转换器,只是它带有一个帮助确定
电压
谷底时序的检测电路。
图2:准谐振反激式转换器的电路图及LLC谐振转换器的模块示意图
LLC谐振转换器的模块示意图与双开关
正激
转换器截然不同。其之所以名曰“LLC”,是因为谐振电路的工作由3个组件来完成:
变压器
的磁化电感 (
Lm
)、变压器的漏电感 (Llk) 和谐振
电容
(Cr)。对大漏电感的需求意味着必须一个额外的电感,或者是变压器的线圈需以增加漏电感的方式进行缠绕,以使其增大。LLC谐振转换器在初级端有一个
半桥
结构,但与双开关正激转换器不同的是,它不需要任何
二极管
。此外,还带有一个双开关正激转换器所没有的谐振电容,以及两个输出二极管与中心抽头变压器的输出相连。这些配置把谐振电路的交流输出整流为直流级,双开关正激应用所需的大输出电感在这里就不再需要了。
对于给定的功率级,准谐振反激式变压器的尺寸是最大的,因为它先把所有能量存储在初级侧,然后再将之转移到次级侧。双开关正激转换器则不然,它是在开关导通时把能量从初级侧转移到次级侧。和反激式转换器一样,双开关正激转换器也只使用一个磁极方向。LLC转换器却使用两个方向,所以在
其它
条件相同的情况下,对于给定的功率级,它的尺寸更小,无需考虑额外的漏电感或者是在变压器中包含的漏电感。
频率和增益
准谐振和LLC谐振开关的优势都包括了降低导通损耗,但缺点是频率随负载减小而增大。两种转换器的关断损耗都随频率的增大而变得严重。
这里,tOFF是关断时间,在轻载时上述效应会降低效率。飞兆
半导体
的准谐振
FPS
™ 功率开关产品
系列
,比如
FSQ0165RN
,采用了一种特殊技术“频率钳位” (frequency clamp) 来弥补准谐振控制器固有的这种缺陷。控制器只需等待最短时间,对应最大频率,然后开关在下一个波谷时导通,这种方法可以提高轻载下的效率。FPS™ FSFR
2100
LLC 谐振转换器和包括FSQ0165RN在内的产品系列都具有突发模式功能,可降低极轻负载下的功耗。对于
FSFR2100
,如果系统需要,建议加入一个采用了
FSQ510
这类器件的辅助
电源
,以保持低待机功耗。
LLC 谐振转换器的另一个局限性是它的增益动态范围非常有限。图3所示为一个LLC 转换器的增益特性与频率及负载的关系。这种拓扑之所以广受欢迎是由于其频率随负载变化的改变较小,在100kHz的谐振频率上限,频率不随负载变化而改变。不过,它的增益动态范围很小,在1.0到1.4之间,如果1.2的增益代表一个
220
VAC
输入电压的系统获得所需输出电压的增益,则动态范围允许189VAC 到 264VAC的输入电压范围。因此,这种拓扑不太可能适用于常见的输入电压范围,但只要通过精心设计来实现保持时间 (hold-up time) 的条件,就可以用于欧洲的输入范围。LLC谐振转换器通常与功率因数
校正
级一起使用,后者可为LLC转换器提供调节良好的输入电压。
通过增大漏电感与磁化电感的比值,可以增加增益动态范围,但代价是轻载效率因磁化
电流
变大而降低。实际上,这是通过采用第二个电感来实现的,因为如果漏电感太大的话,要获得可重复的漏/磁化电感比值是有实际限制的。
图3:LLC谐振转换器增益曲线示例
应用
准谐振反激式和 LLC 谐振转换器在嵌入式交流输入电源中的应用越来越广泛。
准谐振转换器的实际工作范围上从超
低功率
级到100W左右。对于集成式解决方案,7W/12V 电源的满负载效率约为81%;而对采用了带外部
MOSFET
的准谐振转换器的70W/22V电源,满负载效率则超过了88%。前者的待机功耗远低于
150
mW,后者的则小于350mW。采用较低的输出电压,效率必然会迅速降到上述水平之下。一个5W/5V的电源将在输出二极管上消耗至少10% 的额定输出功率。
准谐振拓扑还有一个好处是
EMI
远小于硬开关应用的,其频率将随400V输入电容上的纹波而变化,导致自然的频谱扩展。此外,由于开关行为在较低电压时发生,开关噪声减小,故共模EMI噪声也相应减小。
LLC谐振转换器的实际工作范围从70W左右到500W以上,带有一个PFC前端的FSFR2100已用于实现200W 到420W的电源。对于高达200W的应用,一般无需使用FSFR2100上的
散热器
,但通常建议在输出端使用一些肖特基二极管,而这些往往需要散热器。此外,也可以采用同步整流方法,这时因为采用了MOSFET (虽然MOSFET的控制信号不易产生),因此无需散热器。对于采用了肖特基二极管的应用,典型的峰值效率依照输入电压、输出电压和输出功率情况,大约在90%到95%之间。
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